碳化硅(Silicon carbide，SiC)功率器件比传统硅功率器件具有更低的导通电阻、更快的开关速度和更高的结温等器件优势，利用SiC功率器件研制的电力电子变换器(简称“SiC基变换器”)可望具有更高效率、更高功率密度和更优的整机性能[1-2]。桥臂电路是一种常用的电路结构，含有两个串联的互补导通的开关器件。在SiC基桥臂电路中因开关速度很快会产生很大的dv/dt，使得同一桥臂的上下管在开关过程中产生交叉影响，这种现象通常称为桥臂串扰[3-4]。在某个开关管开通时会在同一桥臂的另一个功率管栅源极引起正向串扰电压，而SiC功率管的阈值电压比传统Si功率器件小，极有可能使本应关断的功率管误导通，导致桥臂直通危险。类似地，在某个开关管关断时会在同一桥臂的另一个功率管栅源极引起负向串扰电压，而SiC功率管所能承受的负压比传统Si功率器件小得多，负向串扰可能会超过SiC功率器件的承受值，损坏功率器件或使器件性能加速退化。快速开关引起的桥臂串扰问题威胁着SiC基变换器的可靠运行，该问题亟待解决[5-13]。 为了克服SiC基变换器中的桥臂串扰问题，文献[14]采用在功率管栅源极间并联外部电容或者增加驱动电阻的方法来减小dv/dt，虽然减小了串扰电压，但却降低了SiC功率器件的开关速度，增加了开关损耗，降低了变换器的效率。文献[15, 16]在SiC功率管处于关断时在其栅源极增加负偏置电压，在互补功率管关断时产生的正向串扰电压与负偏置电压相叠加减小串扰电压幅值，该方法能够抑制桥臂正向串扰问题，但是却加重了负向串扰的影响，极有可能损坏功率器件，并且增加负偏置电压需要额外增加隔离电源，增加系统的成本。文献[17, 18]提出了有源密勒箝位驱动电路的串扰抑制方法，其工作原理是在栅源极增加额外的PNP晶体管，当串扰发生时，栅源极感应电压Vgs达到某个特定数值时晶体管导通，将开关管的栅源极电容短路，密勒电流大部分流过这个低阻抗回路，减小了栅极感应串扰电压，避免了串扰引起的误导通。该方法结构简单，易于实现，但由于实际SiC MOSFET器件的内部寄生电阻Rg(in)较大，分担了较大的栅源极电压，影响了外加晶体管的导通，使得该晶体管导通时的栅极感应电压幅值比不考虑Rg(in)时的幅值高出许多，并不是串扰电压的实际值，而且这种方法仅仅能对开通时的串扰进行抑制，对关断瞬态产生的栅极负向串扰电压并没有抑制作用，因而不能满足SiC MOSFET桥臂电路的串扰抑制要求。 本文提出一种新型桥臂串扰抑制方法，该方法在不影响功率器件开关速度的同时通过减小栅源极间等效阻抗来减小串扰影响。文中首先对桥臂串扰产生机理进行了阐述，并对所提串扰抑制方法进行了分析，讨论了关键参数的设计原则，最后制作了模块化驱动电路板，在1 kW PMSM电机驱动器平台上进行验证，验证了桥臂串扰抑制方法的有效性。 1 桥臂串扰产生机理分析 为研究桥臂串扰产生的机理，以SiC基变换器的某一桥臂的下管开通、关断为例对桥臂串扰机理进行分析，假设电机相电流流入电机方向为正方向，流出电机为负方向。图 1(a)是相电流为负、下管开通情况下的桥臂串扰产生的原理图，其中SH、SL分别为桥臂上管和下管，Cgd_H、Cgs_H和Cds_H分别为上管栅漏极、栅源极和漏源极寄生电容，DH为上管体二极管，Rg_H为上管驱动电阻，Vdr_H为上管驱动电压，Vgs_H为上管栅源极电压；Cgd_L、Cgs_L和Cds_L分别为下管栅漏极、栅源极和漏源极寄生电容，DL为下管体二极管，Rg_L为下管驱动电阻，Vdr_L为下管驱动电压，Vgs_L为下管栅源极电压。 在下管开通前，两功率管SH、SL处于死区时间内，相电流为负，其通过上管体二极管DH续流，上管SH漏源间电压近似为零，如图 1(a)所示。图 1(b)给出了下管SL开通瞬间原理图，在下管SL开通瞬间，上管SH处于关断状态，其漏源极间电压瞬间升高。由于漏源极的电压变化率会作用在密勒电容Cgd_H上，形成密勒电流，该电流流过上管SH驱动电阻Rg_H，引起正向栅极串扰电压。如图 2所示，该串扰电压可能超过上管开启的阈值电压，从而引起上管部分导通，导致桥臂产生很大的直通电流，增加功率器件的损耗，甚至造成桥臂直通，威胁电机驱动系统安全。 类似分析可得，如图 3(b)所示，在下管SL关断瞬态过程，在上管SH的栅源极引起负的栅极串扰电压Vgs_L，如图 4所示。此时，虽然这个负的栅源极串扰电压Vgs_L不会引起桥臂直通问题，但如果它的负向峰值电压值超过开关管自身能够承受的最大允许栅源极负偏压，就有可能损坏器件，降低整个电机驱动系统的可靠性。类似地，在上管SH开通和关断瞬态过程中，也会对下管SL产生同样的串扰问题。 由于Si功率器件的开启阈值电压相对较高且在工作过程中开关速度有所制约，所以在传统的Si基变换器中桥臂串扰问题并不明显。但是目前商用SiC功率器件的开启阈值电压普遍较低，所以这种由于桥臂串扰引起的误导通问题显得特别严重，表 1给出了Si IGBT、Si MOSFET和SiC MOSFET的开启阈值电压典型值的比较。 表 1 几种Si/SiC功率器件开启阈值电压对比 Table 1 Comparisons of threshold voltage in Si and SiC transistors 以桥臂结构电路下管开关瞬间对桥臂上管驱动电压的串扰现象为例，当桥臂下管开通瞬间，会对上管栅极驱动电压产生正向串扰。图 5为桥臂结构电路下管开通时上桥臂串扰模型。其中，Cgd_H、Cds_H、Cgs_H分别为桥臂上管SiC MOSFET的结电容，Lg为栅极回路的寄生电感，Rg为栅极回路外接电阻Rg(ext)与SiC MOSGET寄生内阻Rg(in)之和，Ls为栅极回路与功率回路的共源极电感。由于SiC MOSFET的开关时间极短，故假设桥臂结构电路上管漏源极两端电压的变化率duds_H/dt恒定。桥臂结构电路上管SiC MOSFET结电容流过的电流如式(1~3)所示。 $ {i_{{\rm{ds}}}} = {C_{{\rm{ds}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{ds}}}}}}{{{\rm{d}}t}} $ (1) $ {i_{{\rm{gs}}}} = {C_{{\rm{gs}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{gs}}}}}}{{{\rm{d}}t}} $ (2) $ {i_{{\rm{gd}}}} = {C_{{\rm{gd}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{gd}}}}}}{{{\rm{d}}t}} = {C_{{\rm{gd}}}}\frac{{{\rm{d}}\left( {{u_{{\rm{ds}}}} - {u_{{\rm{gs}}}}} \right)}}{{{\rm{d}}t}} $ (3) 根据基尔霍夫电压、电流定律可得流过栅极寄生电感Lg、源极寄生电感Ls的电流ig、is为 $ {i_{\rm{g}}} = {i_{{\rm{gs}}}} - {i_{{\rm{gd}}}} = {C_{{\rm{gs}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{gs}}}}}}{{{\rm{d}}t}} - {C_{{\rm{gd}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{ds}}}}}}{{{\rm{d}}t}} + {C_{{\rm{gd}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{gs}}}}}}{{{\rm{d}}t}} $ (4) $ {i_{\rm{s}}} = {i_{{\rm{ds}}}} + {i_{{\rm{gs}}}} = {C_{{\rm{ds}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{ds}}}}}}{{{\rm{d}}t}} + {C_{{\rm{gs}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{gs}}}}}}{{{\rm{d}}t}} $ (5) 根据图 5所示的桥臂结构电路下管开通时上桥臂串扰模型，列写上桥臂驱动电路的微分方程如下 $ \begin{array}{*{20}{c}} {\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)\frac{{{{\rm{d}}^2}{u_{{\rm{gs}}}}}}{{{\rm{d}}{t^2}}} + }\\ {{R_{\rm{g}}}\left( {{C_{{\rm{gs}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{gs}}}}}}{{{\rm{d}}t}} - {C_{{\rm{gd}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{ds}}}}}}{{{\rm{d}}t}} + {C_{{\rm{gd}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{gs}}}}}}{{{\rm{d}}t}}} \right)} \end{array} $ (6) 微分方程式(6)的特征方程如下 $ \begin{array}{*{20}{c}} {\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right){p^2} + }\\ {{R_{\rm{g}}}\left( {{C_{{\rm{gs}}}} + {C_{{\rm{gd}}}}} \right)p + 1 = 0} \end{array} $ (7) 则该特征方程的判别式Δ为 $ \Delta = {\left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right)^2} - 4\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right) $ (8) 该特征方程的两个解为 $ \begin{array}{l} - {u_{{\rm{gs}}}} = {L_{\rm{g}}}\frac{{{\rm{d}}{i_{\rm{g}}}}}{{{\rm{d}}t}} + {R_{\rm{g}}}{i_{\rm{g}}} + {L_{\rm{s}}}\frac{{{\rm{d}}{i_{\rm{s}}}}}{{{\rm{d}}t}} = \\ \;\;\;\;\;\;\;{r_1} = \frac{{ - \left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right) + \sqrt {{{\left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right)}^2} - 4\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)} }}{{2\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)}} \end{array} $ (9) $ {r_2} = \frac{{ - \left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right) - \sqrt {{{\left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right)}^2} - 4\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)} }}{{2\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)}} $ (10) 若Δ＞0，则r1、r2为两个不相等的负根，电路处于非振荡状态。 $ {u_{{\rm{gs}}}}\left( t \right) = \frac{{{r_2}}}{{{r_1} - {r_2}}}{U_{{\rm{DC}}}}{{\rm{e}}^{{r_1}t}} - \frac{{{r_1}}}{{{r_1} - {r_2}}}{U_{{\rm{DC}}}}{{\rm{e}}^{{r_2}t}} $ (11) 其导数ugs'(t)如下 $ {{u}_{{\rm{gs}'}}}\left( t \right) = \frac{{{r_1}{r_2}}}{{{r_1} - {r_2}}}{U_{{\rm{DC}}}}\left( {{{\rm{e}}^{{r_1}t}} - {{\rm{e}}^{{r_2}t}}} \right) > 0 $ (12) 若Δ＜0，则r1、r2为一对共轭负根，电路处于振荡状态。 $ {u_{{\rm{gs}}}}\left( t \right) = C + A{{\rm{e}}^{ - \delta t}}\sin \left( {\omega t + \theta } \right) $ (13) 桥臂串扰电压的固有振荡角频率、衰减常数及自由振荡角频率分别如式(14~16)所示 $ {\omega _0} = \frac{{\sqrt {4\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)} }}{{2\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)}} $ (14) $ \delta = \frac{{\left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right)}}{{2\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)}} $ (15) $ \omega = \frac{{\sqrt { - {{\left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right)}^2} + 4\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)} }}{{2\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)}} $ (16) 其中，桥臂串扰电压表达式ugs(t)中的其余参数定义如式(17~19)所示 $ C = {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{ds}}}}}}{{{\rm{d}}t}} $ (17) $ A = - \frac{{{\omega _0}}}{\omega }C = - \frac{{{\omega _0}}}{\omega }{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{ds}}}}}}{{{\rm{d}}t}} = - \sqrt {\frac{{4\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)}}{{4\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right) - {{\left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right)}^2}}}} \cdot {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}\frac{{{\rm{d}}{u_{{\rm{ds}}}}}}{{{\rm{d}}t}} $ (18) $ \theta = \arctan \frac{\omega }{\delta } = \arctan \sqrt {\frac{{ - {{\left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right)}^2} + 4\left( {{L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {L_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}} + {L_{\rm{s}}}{C_{{\rm{gs}}}}} \right)}}{{\left( {{R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gs}}}} + {R_{\rm{g}}}{C_{{\rm{gd}}}}} \right)}}} $ (19) 其导数u′gs(t)如下 $ {{u'}_{{\rm{gs}}}}\left( t \right) = - A\delta {{\rm{e}}^{ - \delta t}}\sin \left( {\omega t + \theta } \right) + A\omega {{\rm{e}}^{ - \delta t}}\cos \left( {\omega t + \theta } \right) $ (20) 令u′gs(t)=0时，桥臂串扰电压ugs(t)达到极值。此时有 $ A\omega {{\rm{e}}^{ - \delta t}}\cos \left( {\omega t + \theta } \right) = A\delta {{\rm{e}}^{ - \delta t}}\sin \left( {\omega t + \theta } \right) $ (21) $ \tan \left( {\omega t + \theta } \right) = \frac{\omega }{\delta } = \tan \theta $ (22) 因此，t取值如式(23)所示，此时桥臂串扰电压的最大值ugsmax(t)为 $ t = \frac{{\frac{{\rm{ \mathsf{ π} }}}{2} - \theta }}{\omega } $ (23) $ {u_{{\rm{gsmax}}}}\left( t \right) = C + A{{\rm{e}}^{ - \frac{{\left( {\frac{{\rm{ \mathsf{ π} }}}{2} - \theta } \right)\delta }}{\omega }}} $ (24) 式(24)表明栅源极串扰电压极值与开关管的栅源极寄生结电容、栅漏极寄生结电容、驱动电阻、栅极寄生电感、源极寄生电感和母线电压值均有关。以CMF10120型号的碳化硅MOSFET为例，当直流母线电压为297V时，串扰电压的极限值就会达到开关管的开启电压阈值(2.4V)，使本应关断的SiC MOSFET误导通，存在桥臂直通的危险，从而限制了SiC MOSFET的高压高速应用，影响其性能优势的发挥。 2 桥臂串扰抑制驱动电路原理分析与设计 为抑制桥臂串扰，必须在桥臂电路开关转换瞬间减小栅源极间等效阻抗，从而使密勒电流产生的串扰电压降至最低，但同时又不能影响开关管的开关速度。根据这一基本思想，本文提出一种新型桥臂串扰抑制驱动电路。 2.1 原理分析 新型串扰抑制驱动电路如图 6所示，该驱动电路与传统驱动电路的区别是在栅源极两端并接了由辅助MOS管和电容串联而成的辅助支路，电路工作模态如图 7所示，主管和辅管的开关时序图如图 8所示。Sa_H、Sa_L分别是桥臂上管、下管的辅助功率管，Ca_H、Ca_L分别是桥臂上管、下管辅助电容。 各模态的工作情况如下。 模态1[t0~t1]：t0时刻，上、下管都处于关断状态。如图 7(a)所示，上、下管驱动的负电压通过辅助功率管Sa_L和Sa_H的体二极管和驱动电阻Rg_H和Rg_L给辅助电容Ca_H和Ca_L进行充电，在t1时刻两辅助电容电压达到稳定。充电时间常数取决于Rg和C的乘积。 模态2 [t1~t2]：t1时刻，辅助MOS管Sa_L和Sa_H仍保持关断，等待主电路上电，如图 7(b)所示。在t2时刻，下管开始开通。 模态3 [t2~t3]：t2时刻，下管开通，如图 7(c)所示。因为辅助功率管的寄生电容值比其串联的电容值小几个数量等级，所以可以忽略辅助MOS管的寄生电容的影响。在下管SL开通瞬间，Sa_H开通，辅助电容Ca_H直接连接到了上管的栅源极之间。这个辅助电容值相比开关管SL寄生电容值大得多，给下管开通瞬间因串扰产生的上管密勒电流提供了低阻抗回路，从而使上管栅源极串扰电压大大降低，抑制了串扰。在t3时刻下管开通瞬间完成。 模态4 [t3~t4]：t3时刻，所有功率管的开关状态保持不变，两个主功率管的驱动负压通过驱动电阻给辅助电容Ca_H和Cgs_H进行放电使其保持驱动负压，如图 7(d)所示。在t4时刻，下管SL开始关断。 模态5 [t4~t5]：t4时刻，下管SL关断。由于辅助功率管Sa_L仍然保持关断，所以下管SL关断时不会产生影响。与此同时，密勒电流将从上管辅助功率管寄生二极管和电容形成低阻抗回路流过，上管栅源极产生负压将会最小，抑制了下管关断时负向串扰电压对上管的损害，如图 7(e)所示。 模态6 [t5~t6]：t5时刻，上管辅助MOS管关断，Ca_H与上管栅源极断开，驱动负压通过驱动电阻给Cgs_H充电，使其维持在驱动负压，如图 7(f)所示。 上管开通、关断瞬态的原理与下管类似，这里不再赘述。 2.2 参数设计 为了避免桥臂串扰对驱动系统可靠性能的影响，在功率管开通和关断瞬间栅源极产生的串扰电压必须小于功率管开启阈值电压Vth并且大于其能够承受的反向负压Vgs_max(-)。假设上管是受干扰的功率管，图 9给出下管开关瞬间上管的等效电路图。根据回路方程可得 $ \begin{array}{*{20}{c}} {{C_{{\rm{gd\_H}}}}\frac{{{\rm{d}}\left( {{V_{{\rm{ds\_H}}}} - {V_{{\rm{gs\_H}}}}} \right)}}{{{\rm{d}}t}} = }\\ {{C_{{\rm{gs}}}}\frac{{{\rm{d}}{V_{{\rm{gs\_H}}}}}}{{{\rm{d}}t}} + {C_{{\rm{a\_H}}}}\frac{{{\rm{d}}{V_{{\rm{Ca\_H}}}}}}{{{\rm{d}}t}}} \end{array} $ (25) $ {V_{{\rm{gs\_H}}}} = {V_{{\rm{Ca\_H}}}} + {R_{{\rm{g}}\left( {{\rm{in}}} \right){\rm{\_H}}}} \times {C_{{\rm{a\_H}}}}\frac{{{\rm{d}}{V_{{\rm{Ca\_H}}}}}}{{{\rm{d}}t}} $ (26) 式中:Cgd_H和Cgs_H分别为上管密勒电容和栅源极间电容，Rg(in)_H为上管栅极内部寄生电阻。 $ \begin{array}{*{20}{c}} {\Delta V = \frac{{{C_{{\rm{gd\_H}}}}{V_{{\rm{DC}}}}}}{A} + \frac{{C_{{\rm{a\_H}}}^{\rm{2}}{R_{{\rm{g}}\left( {{\rm{in}}} \right){\rm{\_H}}}}{C_{{\rm{gd\_H}}}}a}}{{{A^2}}} \times }\\ {\left( {1 - \frac{{ - A{V_{DC}}}}{{{{\rm{e}}^a} \times {C_{{\rm{a\_H}}}}{R_{{\rm{g}}\left( {{\rm{in}}} \right){\rm{\_H}}}}{C_{{\rm{iss\_H}}}}}}} \right)} \end{array} $ (27) 式中:Ciss_H为上管输入电容，A为Ca_H和Ciss_H之和，VDC为直流母线电压。 在下管开通瞬间，栅源极干扰电压上升；在下管关断瞬间，栅源极干扰电压下降，其波形如图 10所示。图中，Vth为功率管阈值电压，Vgs(+)_H为正向串扰电压峰值，V2_H为驱动负偏置电压，Vgs(-)_H为产生的负向串扰电压峰值，Vgsmax(-)为功率管允许的最大负向电压值。 所以, 栅源极正向串扰电压的峰值表示为 $ \begin{array}{*{20}{c}} {{V_{{\rm{gs}}\left( + \right){\rm{\_H}}}} = {V_{2{\rm{\_H}}}} + \Delta {V_ + } = {V_{2{\rm{\_H}}}} + \frac{{{C_{{\rm{gd\_H}}}}{V_{{\rm{DC}}}}}}{A} + }\\ {\frac{{C_{{\rm{a\_H}}}^{\rm{2}}{R_{{\rm{g}}\left( {{\rm{in}}} \right){\rm{\_H}}{C_{{\rm{gd\_H}}}}{a_{{\rm{on}}}}}}}}{{{A^2}}} \times }\\ {\left( {1 - \frac{{ - A{V_{{\rm{DC}}}}}}{{\left. {{{\rm{e}}^{{a_{{\rm{ON}}}} \times {C_{{\rm{a\_H}}}}{R_{{\rm{g}}\left( {{\rm{in}}} \right){\rm{\_H}}}}{C_{{\rm{iss\_H}}}}}}} \right)}}} \right.} \end{array} $ (28) 式中：ΔV+表示Vgs(+)_H与V2_H的差值，aON为下管开通时Vds_H的电压变化率。 同样地，下管关断瞬间在上管产生的负压表示为 $ \begin{array}{*{20}{c}} {{V_{{\rm{gs}}\left( - \right){\rm{\_H}}}} = {V_{2{\rm{\_H}}}} - \Delta {V_ - } = {V_{2{\rm{\_H}}}} - \frac{{{C_{{\rm{gd\_H}}}}{V_{{\rm{DC}}}}}}{A} - }\\ {\frac{{C_{{\rm{a\_H}}}^{\rm{2}}{R_{{\rm{g}}\left( {{\rm{in}}} \right){\rm{\_H}}{C_{{\rm{gd\_H}}}}{a_{{\rm{on}}}}}}}}{{{A^2}}} \times }\\ {\left( {1 - \frac{{ - A{V_{{\rm{DC}}}}}}{{{{\rm{e}}^{{a_{{\rm{ON}}}} \times {C_{{\rm{a\_H}}}}{R_{{\rm{g}}\left( {{\rm{in}}} \right){\rm{\_H}}}}{C_{{\rm{iss\_H}}}}}}}}} \right)} \end{array} $ (29) 式中:ΔV-表示Vgs(-)_H与V2_H的差值，aOFF为下管关断时Vds_H的变化率。 根据前面分析可知，为了避免桥臂串扰的产生，Vgs(+)_H必须小于Vth，Vgs(-)_H必须大于Vgs_max(-)，即满足以下方程 $ \Delta {V_ + } + \Delta {V_ - } \le {V_{{\rm{th}}}} - {V_{{\rm{gs\_max}}\left( - \right)}} $ (30) $ {V_2} \le {V_{{\rm{th}}}} - \Delta {V_ + } $ (31) $ {V_2} \ge {V_{{\rm{gs\_max}}}} + \Delta {V_ - } $ (32) 联立式(28~30)可以确定辅助电容Ca的取值范围，根据式(31, 32)可以确定负偏置电压的取值范围。 以CREE公司型号为CMF10120的SiC MOSFET为例，表 2给出其主要电气参数。在输入电压为500 V、驱动电阻为10 Ω的情况下，正负向串扰电压之和与辅助电容的关系曲线如图 11所示。由于CMF10120的开启阈值电压为2.4 V，栅极最大负向电压为-5 V，所以正负向串扰电压之和应该小于7.4 V，即辅助电容应大于58 pF，同时从图中可看出当辅助电容超过10 nF之后，串扰电压曲线趋于平缓，辅助电容的效果开始减弱，所以辅助电容选择范围为58 pF~10 nF。 表 2 CMF20120D主要电气参数 Table 2 Main electrical parameters of CMF20120D 栅极负向关断电压与辅助电容的关系曲线如图 12所示，图中实线为其上限值，虚线为其下限值，负向关断电压取值范围应该小于其上限值，大于其下限值，所以栅极负向关断电压的选择范围为0~-3 V。 3 实验验证 3.1 桥臂串扰抑制驱动电路对串扰电压的抑制作用 为了验证抑制桥臂串扰驱动电路的有效性，设计制作了模块化串扰抑制驱动电路(见图 13)，并在1 kW PMWM电机驱动实验平台上进行实验验证。实验条件为输入直流电压600 V，栅极驱动电阻为5 Ω，负载电流为2.5 A。图 14及图 15分别给出下桥臂功率器件开通及关断时，串扰抑制驱动电路与基本驱动电路桥臂串扰电压的对比测试结果。 从图 14、15中可以看出，若未加串扰抑制电路，当下桥臂功率器件开通时，上桥臂功率器件的正向串扰电压Ugs_H达到1.4 V；当下桥臂功率器件关断时，上桥臂功率器件的负向串扰电压Ugs_H达到-4 V。若驱动电路具有串扰抑制功能，当下桥臂功率开通时，上桥臂功率器件的正向串扰电压Ugs_H仅为-0.4 V；当下桥臂功率器件关断时，上桥臂功率器件的负向串扰电压Ugs_H仅为-2.6 V。 3.2 栅极驱动电阻对桥臂结构电路串扰现象的影响 为了充分发挥SiC MOSFET在桥臂结构电路中高速开关的性能优势，通常采用减小栅极驱动电阻Rg(ext)，并选用栅极寄生内阻Rg(in)较小的SiC MOSFET，以此实现开关速度进一步提升。在未加串扰抑制功能的驱动电路中，减小驱动电阻Rg使SiC MOSFET开关瞬态的du/dt略有增加，但串扰电压ugs_H与驱动电阻Rg成正比例关系，桥臂串扰电压Ugs_H随驱动电阻减小而降低。而在桥臂串扰抑制驱动电路中，SiC MOSFET开关瞬态的du/dt增加，驱动电阻Rg却被低阻抗回路旁路。因此，桥臂串扰电压ugs_H随驱动电阻减小而增大。 为了验证栅极驱动电阻对桥臂串扰电压的影响，在双脉冲测试电路中进行如下实验验证。实验条件为输入直流电压600 V，CMF20120D的栅极寄生内阻Rg(in)为5 Ω，栅极驱动电阻Rg(ext)分别设置为3.3, 6.8, 10 Ω。栅极驱动电阻及栅极寄生内阻共同构成了栅极回路电阻Rg。对于无串扰抑制功能的驱动电路，栅极驱动电阻对桥臂正向串扰电压的影响如图 16所示，由于下桥臂SiC MOSFET的栅极回路电阻Rg减小，使下桥臂SiC MOSFET开通时间降低，其漏源极电压变化率du/dt增大，但由于上桥臂栅极回路电阻Rg减小，桥臂串扰电压Ugs_H随之减小。当栅极外接驱动电阻Rg(ext)从10 Ω降低至3.3 Ω时，上桥臂SiC MOSFET的正向串扰电压Ugs_H从1.6 V降低至0.7 V。对于具有桥臂串扰抑制功能的驱动电路，栅极驱动电阻对桥臂正向串扰电压的影响如图 17所示，下桥臂SiC MOSFET栅极回路电阻Rg减小导致其漏源极电压变化率du/dt增大，桥臂串扰电压Ugs_H随du/dt增大而增加。当栅极外接驱动电阻Rg(ext)从10 Ω降低至3.3 Ω时，上桥臂SiC MOSFET的正向串扰电压Ugs_H从-1.4 V增加至-0.8 V。 栅极驱动电阻对桥臂负向串扰电压有相似的影响。对于无串扰抑制功能的驱动电路，栅极驱动电阻对桥臂负向串扰电压的影响如图 18所示，当栅极外接驱动电阻Rg(ext)从10 Ω降低至3.3 Ω时，上桥臂SiC MOSFET的负向串扰电压Ugs_H从-4.4 V增加至-3.7 V。对于具有桥臂串扰抑制功能的驱动电路，栅极驱动电阻对桥臂负向串扰电压的影响如图 19所示，当栅极外接驱动电阻Rg(ext)从10 Ω降低至3.3 Ω时，上桥臂SiC MOSFET的正向串扰电压Ugs_H从-2.8 V降低至-3.3 V。 两种驱动电路中栅极驱动电阻与桥臂串扰电压的关系如图 20所示，可以看出，随驱动电阻的增加，无串扰抑制的驱动电路中正负向串扰电压增量都增加，而有串扰抑制的驱动电路中正负向串扰电压增量都减小。 3.3 栅极驱动电阻对桥臂结构电路串扰现象的影响 共源极寄生电感是主功率回路与栅极驱动回路共有的电感。在功率器件开通与关断过程中，漏极电流变化在共源极电感两端形成与栅极驱动电压方向相反的感应电压，叠加在栅极驱动电压上，降低了功率器件的开关速度。当共源极寄生电感增大时，能够缓解漏源极电压尖峰问题，但功率器件的开关速度随之降低。 为了验证共源极寄生电感Ls对桥臂结构电路串扰现象的影响，在双脉冲测试电路中进行如下实验验证。实验条件输入直流电压UDC为600 V，栅极外接驱动电阻Rg(ext)为5 Ω。在主功率与栅极驱动的共同回路中分别串入25, 50, 75 nH空心电感，用来模拟共源极寄生电感Ls的改变。共源极寄生电感Ls对桥臂串扰正向电压的影响如图 21所示，当共源极寄生电感从25 nH增加至75 nH时，上桥臂SiC MOSFET的正向串扰电压Ugs_H从-0.4 V降低至-1 V。共源极寄生电感Ls对桥臂串扰负向电压的影响如图 22所示，当共源极寄生电感从25 nH增加至75 nH时，上桥臂SiC MOSFET的负向串扰电压Ugs_H从-4 V增加至-3.2 V。 3.4 宽温度变化范围对桥臂结构电路串扰现象的影响 与相同规格的Si MOSFET相比，SiC MOSFET具有结温较高的优良特性，结合可靠封装技术，使其能够工作在较高结温的恶劣应用场合。由于SiC MOSFET在功率循环过程中存在自加热现象，其工作结温不断升高，故有必要对宽温度变化范围下的SiC MOSFET开关特性及桥臂串扰现象进行研究。较宽变化范围的工作结温通过影响SiC MOSFET的开关特性，进一步恶化了桥臂结构电路的串扰现象。其具体表现为：在较高工作结温时，SiC MOSFET的栅极阈值电压Ugs(th)降低，开通瞬态duds/dt进一步增大，关断瞬态duds/dt则会降低，器件封装内部的栅极内阻Rg(in)随温度升高而增加。当漏源极电压变化率duds/dt及栅极内阻Rg(in)增大时，均会使桥臂串扰电压ugs相应增大。 为了验证宽变化范围的工作结温对SiC MOSFET开关特性及桥臂结构电路串扰现象的影响，在双脉冲测试电路中进行实验验证，测试平台如图 23所示。对SiC MOSFET作绝缘处理，采用数显恒温加热平台对其进行温度调节，其可调温度范围为25~100 ℃。受加热平台调温作用的影响，当工作环境温度升高时，主功率电路及栅极驱动电路无源元件的特性会发生温度漂移，其耐压值及阻容值(Ta=95 ℃)约为常温时(Ta=95 ℃)的80%。因此，为消除加热平台对主功率回路及栅极回路的温度漂移影响，采用强制风冷的冷却方式。 为对恒温平台的加热效果及风扇强制冷却效果进行验证，采用Fluke Ti200热成像仪对宽温度变化范围双脉冲测试平台进行测试，其红外成像结果如图 24所示。测试平台SiC MOSFET为最高温度点，考虑到不可避免的热量耗散，最终工作温度约为95 ℃，双脉冲测试平台其他工作点温度约为25~33 ℃。因此，在该测试平台可验证宽温度变化范围对SiC MOSFET开关特性的影响。 当SiC MOSFET工作结温升高时，其栅极阈值电压Ugs(th)降低，封装内部的栅极寄生电阻Rg(in)增大。由于密勒平台电压Uplateau随温度升高而降低，在较高结温工况下SiC MOSFET开通时间减少，关断时间增加。宽温度变化范围下的SiC MOSFET开关特性及桥臂串扰现象如图 25及图 26所示。较高环境温度Ta较大程度恶化了桥臂结构电路的正向串扰现象。 4 结束语 本文提出了一种抑制SiC基桥臂电路串扰问题的方法，利用辅助功率管和辅助电容组成的有源箝位电路在开关管开关期间造就低阻抗回路，在不降低SiC功率管高开关速度的同时能够有效抑制桥臂串扰问题。阐述了桥臂串扰产生的机理，深入分析了新型SiC基桥臂串扰抑制驱动电路原理，讨论了关键参数设计原则，并通过实验验证该方法的有效性，同时测试了不同的参数变化对串扰电压的影响。